Простой цифровой радиоприемник на базе контроллера STM32G4 своими руками11.11.2021 15:17

Повышение тактовой частоты до максимального значения 170 MHz требует принятия специальных мер по настройке внутренних блоков.

Во-первых, необходимо увеличить напряжение питание ядра микроконтроллера с 1,2 вольт до 1,28 вольт (boost mode). Управление питанием внутренних блоков микроконтроллера осуществляет специальный модуль Power control (PWR).

Во-вторых, следует увеличить количество тактов ожидания чтения данных из FLASH памяти. FLASH память является относительно медленным устройством и позволяет считывать информацию без дополнительных тактов ожидания со скоростью до 30 MHz. Если тактовая частота ядра повышается до 170 MHz, то необходимо увеличить количество тактов ожидания до 4.

 Для повышения тактовой частоты c 24MHz от кварцевого резонатора до 170 MHz используется блок PLL (phase-locked loop). Настройка  PLL выполняется с помощью регистра RCC_PLLCFGR (PLL configuration register). Для настройки частоты используется три поля:  PLLM,  PLLN, PLLR:

 Fclk = ((Finput / PLLM) * PLLN) / PLLR .

 В нашем случае PLLM=6, PLLN=85, PLLR=2 и тактовая частота равна 170 = ((24/6)*85)/2.

 После внесения всех перечисленных выше изменений, измеренное осциллографом на линии PB7 время между двумя переключениями составляет 64,7 мс, что соответствует 64,7 нс на одну итерацию цикла,  или 64,7/11 = 5,88 нс на такт (что приблизительно соответствует 170 MHz тактовой частоты). То есть все настройки выполнены правильно.

Рисунок 6. Сигнал на выводе PB7 (DC) при тактовой частоте 170 MHz

Базовый проект с подключенным внешним кварцевым генератором и увеличенной тактовой частотой процессора до 170 MHz содержится в папке 02_HSE.

4. Таймер TIM2

Для работы радиоприемника нам необходимо подать на ADC внутренний тактовый сигнал дискретизации, частота и стабильность которого в конечном счете будут определять точность настройки на радиостанцию. Обычно генератор тактовой частоты реализуется с помощью одного из таймеров контроллера. Будем использовать таймер общего назначения TIM2.

Для демонстрации работы настоим таймер на частоту 2 Гц (период 500 мс). Для этого нам необходимо записать в регистр TIM2_ARR (Auto-reload register) число K, которое определяет количество периодов входной тактовой частоты таймера (170 MGz), помещающихся в одном периоде выходной частоты таймера. Более точно: Fвых = Fтакт/(K+1). Если нам необходима частота 2 Гц, то коэффициент K должен быть равен 85000000 — 1.  По умолчанию таймер работает в режиме прямого циклического счета (считает от 0 до K).  При достижении значения K,  счетчик таймера сбрасывается в 0, генерируется аппаратный сигнал «Counter overflow» и счет вновь повторяется от 0 до K. В нашем случае сигнал «Counter overflow» будет вырабатываться каждые 500 мс.

Настроим таймер TIM2 таким образом, чтобы при генерации сигнала «Counter overflow» вызывался обработчик прерывания — функция TIM2_IRQHandler, в которой будем одновременно переключать значение сигналов на выводах PB7 (Test) и PB8 (LD2) контроллера.

Все описанные действия выполняются в функциях, расположенных в файле «tim2.c» (проект 03_TIM2).

void TIM2_Init(void)
{

  SET_BIT(RCC_APB1ENR1, RCC_APB1ENR1_TIM2EN); // Подаем на TIM2 тактовую частоту
  TIM2_ARR = 85000000 - 1;   // Загружаем Auto-reload register 
  													 // f = 170 000 000/(K+1), 2Hz -> (85000000 - 1)

  SET_BIT(NVIC_ISER0, (1 << 28));		// Разрешить в NVIC прерывание #28 (TIM2)
  SET_BIT(TIM2_DIER, TIM_DIER_UIE);	// Разрешить прерывание по переполнению таймера
  SET_BIT(TIM2_CR1, TIM_CR1_CEN);		// Включить таймер
}

void TIM2_IRQHandler(void)
{
	CLEAR_BIT(TIM2_SR, TIM_SR_UIF);	  // Сброс флага переполнения
	INVERT_BIT(GPIOB_ODR, GPIO_ODR_OD7);  // Инвертировать (PB7)
	INVERT_BIT(GPIOB_ODR, GPIO_ODR_OD8);  // Инвертировать LD2 (PB8)
}

Особо следует отметить процедуру подключения обработчика прерывания для таймера TIM2. По таблице 97 (STM32G4 Series vector table)  документа «RM0440 Reference manual STM32G4 Series advanced Arm-based 32-bit MCUs»   находим, что прерывание для устройства TIM2 имеет номер 28.  Для настройки прерывания необходимо выполнить следующие действия:

1.   Разрешить генерацию прерывания от устройства TIM2 (#28) в функциональном модуле NVIC (Nested vectored interrupt controller).

2.   Поместить адрес функции обработчика прерыванияв таблицу векторов прерывания (массив uint32_t *vectors[] в файле «vectors.c») в элемент массива под номером 28+16.

3.   Разрешить прерывание по сигналу «Counter overflow» в регистре TIM2_DIER (DMA/Interrupt enable register).

После компиляции и загрузки программы в контроллер сигнал на выводе PB7 должен иметь следующий вид:

Рисунок 7. Сигнал на выводе PB7 (DC) при K = 85000000 — 1

5. DAC

В следующем примере подключим к проекту цифро-аналоговый преобразователь (DAC) и будем выводить в него данные по прерыванию от TIM2.  

Проект программы находится в папке 04_TIM2_DAC. В данный проект добавлен файл «dac.c»

Файл содержит одну короткую функцию инициализации модуля DAC1. В данном случае нам даже не нужно настраивать вывод PA4, так как он настроен на аналоговый режим по умолчанию.   

Будем выводить информацию в DAC по прерыванию от TIM2. Для этого смодифицируем файл «tim2.c».

void TIM2_Init(void)
{

  SET_BIT(RCC_APB1ENR1, RCC_APB1ENR1_TIM2EN); // Подаем на TIM2 тактовую частоту
  // Загружаем Auto-reload register  f = 170 000 000/(TIM2_ARR + 1) (1 MHz -> 170 - 1)
  TIM2_ARR = 170 - 1;      
  SET_BIT(NVIC_ISER0, (1 << 28));		// Разрешить в NVIC прерывание #28 (TIM2)
  SET_BIT(TIM2_DIER, TIM_DIER_UIE);	// Разрешить прерывание по переполнению таймера
  SET_BIT(TIM2_CR1, TIM_CR1_CEN);		// Включить таймер
}


void TIM2_IRQHandler(void)
{

  // Переменная I увеличивается на 1 при каждом вызове обработчика прерывания
  static int	 I=0;
		
  CLEAR_BIT(TIM2_SR, TIM_SR_UIF);	// Сброс флага переполнения
  DAC1_DHR12R1 = I++;	 // Запись в регистр данных DAC 12-ти младших разрядов переменной I
}

Устанавливаем период генерации таймера TIM2 равным 1 мкс. Модифицируем обработчик прерывания TIM2_IRQHandler. Добавляем в файл «main.c» вызов функции инициализации DAC1 — DAC1_Init (). После компиляции и загрузки программы 04_TIM2_DAC получаем на выходе DAC (вывод PA4) следующий сигнал (рисунок 8).

Рисунок 8. Сигнал на выходе DAC (DC),  период таймера TIM2 — 1 мкс

Частота полученного пилообразного сигнала равна 244.1 Hz (колонка Average внизу картинки). Разрядность DAC равна 12 битам, то есть устройство может вывести 4096 уровней напряжения в диапазоне от 0 до 3,3 вольт. При записи в 32-х разрядный регистр   данных   DAC1_DHR12R1, старшие разряды с 12 по 31 отбрасываются. Таким образом в обработчике прерывания циклически перебираются значения DAC1_DHR12R1 от 0 до 4095 с интервалом одного шага в 1 мкс. Период полного перебора равен 4096 мкс, то есть частота равна 1/0.004096 = 244.14 Hz, что согласуется с измерением.

6. Генератор синусоидального сигнала

Теперь попробуем создать генератор синусоидального сигнала. Для этого будем использовать модель пружинного маятника.

Рисунок 9. Движение пружинного маятника

Из курса физики средней школы известно, что ускорение равно:

 a = F/m   (1).

По закону Гука:

F = — kX    (2).

 Подставив второе выражение в первое получим:

a = — (k/m)*X.

Обозначим k/m,  как K.  В этом случае предыдущее выражение примет вид:

a = — K*X   (3).

Ускорение — это вторая производная координаты по времени, в связи с чем выражение (3) можно записать:

X»(t) = — K*X (t),   или X»(t) +  K*X (t) = 0 (4).

Уравнение (4) является дифференциальным уравнением второго порядка, частным решением которого является функция:

 X (t) = A*Sin (2π*f*t) (5),

где A — амплитуда,  f — частота. Действительно, если взять вторую производную от выражения (5), получим:

X»(t) = — A*(2π*f)2*Sin (2π*f*t) (6).

Подставив (5) и (6) в (4) получим:

— A*(2π*f)2*Sin (2π*f*t) = -K* A*Sin (2π*f*t).

Сократив  справа и слева одинаковые сомножители получим:

(2π*f)2 = K    (7),

То есть, при K = (2π*f)2 выражение (7) является тождеством.  Таким образом пружинный маятник колеблется по синусоидальному закону, при этом частота колебаний на основании выражения (7) равна:

Для моделирования пружинного маятника, заменим в выражении (4) вторую производную X»(t) дискретным эквивалентом. Сделаем это следующим образом.

По определению производной:

 Если взять достаточно малое ∆t = (t+ — t), то 

где t+ — это следующий отсчет времени. То есть для выражения X»(t)  = -K*X (t)  можно записать :

((X (t+) — X (t))/ds) — (X (t) — X (t-))/ds))/ds ≈ -K*X (t) (9),

где t — текущий отсчет времени,  t+ — следующий отсчет времени,  t- — предыдущий отсчет времени,  ds — шаг дискретизации.   Преобразовав выражение (9),  можно записать:

(X (t+) — X (t)) — (X (t) — X (t-)) = -K*ds2*X (t) (10),

Обозначим V1 = (X (t+) — X (t)) и V0 = (X (t) — X (t-)). При этом выражение (10) примет вид:

V1 = V0 — K*ds2*X (t)    (11).

Из формулы V1 = (X (t+) — X (t)) следует, что:

                                                            X (t+) = X (t) + V1   (12).

Выражения (11) и (12) можно использовать для генерации дискретного эквивалента функции A*Sin (2π*f*t) «налету»,  итерационно.  Если обозначить R = K*ds2 , то эквивалентом выражений (11) и (12) на языке C будет запись:

 V -= X*R;
 X += V;

При этом на основании выражения (7) R можно вычислить по формуле:

где f — частота генерируемого сигнала в герцах,  ds — период дискретизации в секундах.

Изменим код обработчика прерывания в файле «tim2.c»:

#define ds  0.000001      // Период дискретизации в секундах
#define PI  3.1415926			// Число ПИ	
#define PW  0.031415926   // PI*f*ds при f = 10000 Hz


void TIM2_IRQHandler(void)
{

	static float R = 4 * PW * PW; //R=(2*PW)^2
	static float V=0;
	static float X = 4096/3.3 * 0.5; //Начальное значение - амплитуда сигнала 0.5 V
	static float S=1500; 						//Смещение DAC

	CLEAR_BIT(TIM2_SR, TIM_SR_UIF);  //Сброс флага прерывания по переполнению таймера

  //Осциллятор
	V -= X*R;
	X += V;

	DAC1_DHR12R1 = X + S;

}

Здесь мы используем математику с плавающей запятой, поэтому нам необходимо включить сопроцессор FPU. Это делается добавлением одной строчки в функцию start_up () файла «system_init.c»:

/* Запуск FPU */
SCB_CPACR |= ((3 << (10*2))|(3 << (11*2)));  /* set CP10 and CP11 Full Access */

DAC поддерживает только положительные целые значения от 0 до 4095. Переменная X принимает значения приблизительно от -620.0 до +620.0. Для того чтобы перенести значения X в положительную область, перед выводом в DAC будем прибавлять к X смещение S,  равное 1500.

После компиляции и загрузки программы на выходе DAC можно наблюдать следующий сигнал (рисунок 10).

Рисунок 10. Сигнал на выходе DAC,  период таймера TIM2 — 1 мкс,  f = 10 KHz,  THD = 0,05%

К сожалению, на частотах, приближающихся к частоте дискретизации, формула (13) перестает давать точный результат для вычисления R. Это объясняется тем, что замена производной X»(t) разностным уравнением (9) становиться достаточно грубым приближением. Например, на рисунке 11 приведена осциллограмма выходного сигнала при значении f    в формуле (13) равной 200 KHz. Как видно из рисунка, реальный сигнал имеет частоту 216 KHz.

Рисунок 11. Сигнал на выходе DAC,  период таймера TIM2 — 1 мкс,  f = 200 KHz

Более точная формула для вычисления величины R в зависимости от частоты имеет вид:

R = (2*sin (PI*W))2  (14),

где W — относительная частота равная f*ds. При этом W должна быть меньше 0.5 (частота Найквиста).

Проект программы по генерации синусоидального сигнала находиться в папке  05_TIM2_DAC_SIN.

7. Подключение ADC

Блок-схема экспериментальной программы работы с АЦП достаточно проста: активируется ADC1 и DAC1, таймер TIM2 используется в качестве генератора частоты дискретизации для ADC, по прерыванию от ADC (окончание преобразования) сигнал с выхода ADC записывается в DAC.

Рисунок 13. Сигнал на выходе DAC,  частота входного сигнала ADC 1 KHz, амплитуда 0,5 V

При увеличении частоты генератора картинка будет меняться, на частоте 200 KHz будут отчетливо видны интервалы дискретизации сигнала (рисунок 14).

Рисунок 14. Сигнал на выходе DAC, частота входного сигнала ADC  200 KHz, амплитуда 0,5 V

При увеличении частоты входного сигнала до значения Fn = Fd/2 = 500 KHz (частота Найквиста/Котельникова) сигнал на выходе DAC примет следующий вид (рисунок 15).

Рисунок 15. Сигнал на выходе DAC, частота входного сигнала ADC  500 KHz, амплитуда 0,5 V

Это максимальная частота входного синусоидального сигнала, для которой выходной сигнал будет сохранять точную информацию о частоте.  При дальнейшем увеличении частоты входного сигнала Fin частота выходного сигнала Fout будет изменяться в соответствии с графиком, представленным на рисунке 16.

Рисунок 16. Частота сигнала на выходе DAC (Fout) при увеличении частоты сигнала на входе ADC (Fin) больше чем Fn

График соответствует следующим выражениям:  

Если Fin % Fd <  Fn,  то Fout = Fin % Fn;                         (15)

Если  Fin % Fd >=  Fn, то Fout  = Fn — ( Fin % Fn);           (16)

где % — остаток от деления;  Fin — частота входного сигнала, подаваемого на ADC;  Fout — частота выходного сигнала с DAC;  Fd — частота дискретизации;  Fn — частота Найквиста,  равная Fd/2.

В качестве иллюстрации можно привести осциллограмму, изображенную на рисунке 17. В данном случае частота входного сигнала равна 3900 KHz, частота дискретизации -1000 KHz и соответственно частота Найквиста — 500 KHz. Осциллограф показывает частоту на выходе приблизительно 100 KHz. Проверяем условие Fin % Fd  = 3900% 1000 = 900. Полученный результат больше частоты Найквиста, поэтому выбираем выражение (16). Подставив значения в формулу (16), мы получим Fout = 500 — (3900% 500) = 500 — 400 = 100 KHz.

Рисунок 17. Сигнал на выходе DAC, частота входного сигнала ADC 3900 KHz, амплитуда 0,5 V

Максимальное значение частоты входного сигнала определяется частотными характеристиками блока выборки и хранения ADC.  Измерения показывают, что схема выборки и хранения контроллера STM32G431KBT6 работает вполне удовлетворительно вплоть до частот порядка 100 MHz.  Например, так выглядит осциллограмма сигнала c частотой 65.1 MHz (рисунок 18).

Рисунок 18. Сигнал на выходе DAC, частота входного сигнала 65.1 MHz, амплитуда 0,5 V

Данное обстоятельство определяет два следствия: 1) Входные цепи приемника, подключенные к ADC, нужно тщательно оберегать от просачивания высокочастотных внедиапазонных сигналов. 2) При соответствующем проектировании входных цепей радиоприемника можно обеспечить прием сигналов радиостанций SW и даже FM диапазонов (!).

8. Перестраиваемый полосовой цифровой фильтр

Структурная схема проекта для исследования фильтра представлена на рисунке 19.

© Habrahabr.ru