Организация делителя частоты с дробным коэффициентом деления в объёме ПЛИС
При разработке цифровых устройств нередко возникает необходимость разделять функциональные блоки на группы, использующие синхросигналы с разными параметрами (т.н. домены синхронизации — Clock Domain). Основными параметрами любого синхросигнала является тактовая частота и соответствующий ей период. Также для ряда элементов, узлов и блоков имеет значение скважность синхросигнала, определяющая длительность низкого и высокого уровней в течение периода, и нестабильность периода — параметр «Jitter».
Несмотря на наличие в устройстве синхросигналов с различными параметрами, в большинстве случаев для генерации этих сигналов используется единый источник, — внешний генератор, формирующий опорную частоту. В конкретных проектах возможно применение нескольких генераторов, формирующих некратные опорные частоты, например частоту 48МГц для контроллера USB, частоту 3.6864МГц для каналов UART и частоту 100МГц для процессорных ядер, памяти SDRAM и контроллера сети Ethernet. Необходимые для нормального функционирования функциональных блоков СБИС или ПЛИС синхросигналы формируются из опорных сигналов путём умножения и деления частоты. Функцию умножения частоты в ПЛИС архитектуры FPGA реализуют узлы ФАПЧ (DLL, PLL, блоки DCM и CMT). Применение данных ресурсов кристалла детально описано производителями в соответствующей документации [3,4].
В отличие от умножителей частот, делители частоты могут быть построены на логических ресурсах общего назначения, основу которых составляют регистры и генераторы комбинационных схем. Следует отметить, что применение логических ресурсов для формирования синхросигнала допускается средствами САПР и архитектурой большинства ПЛИС, но крайне не рекомендуется производителями вследствие вероятности появления ложных переходов и выбросов в полученном синхросигнале, вызванных переключением комбинационных схем. Таким образом, в ПЛИС с архитектурой FPGA для формирования синхросигналов предпочтительно использовать имеющуюся инфраструктуру, включающую специализированные ресурсы кристалла: блоки ввода синхросигнала, соединённые с определёнными выводами корпуса; блоки DLL, PLL, DCM или CMT; глобальные сети синхронизации, транслирующие синхросигнал в объёме кристалла с наименьшими искажениями.
Возможны два случая синхронизации функциональных блоков и узлов на пониженной частоте, полученной путём деления опорной частоты:
1. частота синхронизации кратна опорной частоте,
2. частота синхронизации получена путём деления опорной частоты на дробный коэффициент.
В первом случае крайне желательно использовать принцип разрешения синхронизации, заключающийся в применении триггеров и регистров с входом CE (Clock-Enable). Организация элементарного триггера с входом CE представлена на рис. 1. За основу взят триггер D-типа с синхронизацией по фронту и асинхронной установкой начального значения — RST. Вход CE реализует принцип разрешения синхронизации путём коммутации через мультиплексор MX-2:1 внутреннего информационного входа триггера либо на внешний источник данных — в случае CE = »1», либо на выход Q, при CE = »0». Синхросигнал CLK поступает на вход триггера постоянно, но срабатывание (запись внешних данных) происходит исключительно в тех тактах, в которых на вход CE подана лог.»1».
Путём генерации сигнала CE, устанавливаемого в лог.»1» в течение одного такта синхросигнала, и имеющего фиксированный период, составляющий натуральное число тактов, осуществляется синхронизация на пониженной частоте, кратной опорной частоте.
Триггер с входом CE может быть получен из элементарного D-триггера путём добавления двух транзисторов, реализующих входной мультиплексор (рис. 1). Большинство семейств ПЛИС содержит регистры, снабжённые входом CE, представляющие собой технологические примитивы, оптимизированные на уровне топологии ИС. В отсутствие необходимости использования разрешения синхронизации на вход CE подаётся постоянный разрешающий сигнал.
Рис. 1. Организация элементарного триггера с входом CE
Для второго случая, когда синхросигнал получен путём деления опорной частоты на дробный коэффициент, использование принципа разрешения синхронизации невозможно вследствие необходимости срабатывания по нисходящему и по восходящему по фронтам опорного синхросигнала в различных тактах. В данном случае для построения делителя частоты придётся пренебречь рекомендациями и использовать для формирования синхросигнала логические ресурсы. Во избежание гонок в комбинационной логике необходимо предусмотреть подачу входных сигналов таким образом, чтобы в течение времени срабатывания выходной комбинационной схемы изменял своё состояние только один входной сигнал.
Данный принцип построения делителя актуально использовать в двух случаях:
• отсутствие свободных блоков формирования частоты в ПЛИС архитектуры FPGA;
• использование ПЛИС архитектуры CPLD, не имеющих блоков формирования частоты.
В качестве примера можно рассмотреть связку ПЛИС архитектуры CPLD, микроконтроллера AVR фирмы Atmel, функционирующего на частоте 16 МГц, и опорного генератора синхросигнала с частотой 40МГц. Очевидна необходимость построения делителя частоты средствами ПЛИС, формирующего синхросигнал микроконтроллера путём деления опорной частоты на коэффициент 2,5.
Ниже рассмотрены две модели делителей частоты, формирующие синхросигналы различной формы:
• синхросигнал, полученный путём деления опорной частоты на дробный коэффициент;
• синхросигнал, полученный путём деления опорной частоты на натуральный коэффициент, но имеющий равную длительность высокого и низкого уровней в течение периода;
• сигналы, полученные путём деления опорной частоты на натуральный коэффициент, применяемые для разрешения синхронизации функциональных блоков и узлов, тактируемых опорным сигналом.
Рассмотрим примеры построения двух делителей частоты с дробными коэффициентами деления.
Рис. 2. Интерфейс делителя частоты с коэффициентами деления 1.5 и 3.0
Сначала необходимо определить интерфейс делителя частоты. На рис. 2 показан интерфейс для делителя с коэффициентами деления 1.5 и 3.0.
Входы делителя частоты ограничены двумя системными сигналами асинхронной установки начальных значений RST (активный высокий уровень) и синхросигналом CLK, задающим опорную тактовую частоту. Далее будем рассматривать синхронизацию по переднему фронту, при которой срабатывание регистров происходит при смене сигнала на входе CLK с низкого на высокий уровень.
Выходы делителя разделены на две группы. Первая группа выходов состоит из сигналов, предназначенных для непосредственного тактирования функциональных узлов, блоков и регистров. Эти сигналы подаются на входы синхронизации триггеров и имеют длительность высокого уровня максимально приближенную к длительности низкого уровня.
Вторая группа сигналов включает сигналы разрешения синхронизации CEO (Clock Enable Output), полученные на основе деления опорной частоты на натуральное число, и имеющие длительность высокого уровня, равную одному такту опорной частоты CLK. Сигналы из второй группы выходов характеризуются одной частотой и фиксированным сдвигом во времени на определённое число тактов опорной частоты. Выходы CEO ориентированы на синхронизацию функциональных узлов и блоков на пониженной частоте путём управления по цепям разрешения синхронизации CE (Clock Enable).
К сигналам первой группы предъявляются требования по стабильности переходного процесса, обеспечивающие срабатывание синхронизируемых узлов и блоков строго в нужные моменты времени. Требования стабильности были рассмотрены в статье [1].
Функционирование и внутреннюю организацию делителя частоты на коэффициенты 1.5 и 3.0 поясняет временная диаграмма на рис. 3.
Сформировать изображённые на диаграмме синхросигналы CLKDVxxx возможно только с использованием комбинационной логической схемы. Как известно, переключения комбинационной логики могут носить много ступенчатый характер, вызванный одновременным прохождением сигналов по различным промежуточным каскадам, что может приводить к многократным переключениям выходного сигнала в течение времени, отведённого на реакцию комбинационной схемы на входные воздействия. Подобная ситуация недопустима на выходе делителя частоты, ибо выходной сигнал должен изменять своё состояние ровно два раза за один период. Для устранения данного эффекта предлагается подавать на комбинационную схему сигналы с внутренних регистров таким образом, чтобы не происходили одновременные переключения двух и более входных сигналов.
В основе делителя лежит конечный автомат [2], непрерывно функционирующий по циклу 00–01–10, формирующий своими состояниями сигналы CEO_DV3X и CEO_DV3X_1T. Промежуточный сигнал DL_STATE_1 получается путём фиксации сигнала CEO_DV3X_1T триггером, работающим по заднему фронту синхросигнала CLK.
Высокий уровень на выходе CLKDV1×5 формируется при условии совпадения закрашенных серым цветом значений промежуточных сигналов.
Рис. 3. Диаграмма работы делителя с коэффициентами деления 1.5 и 3.0
Выходной сигнал CLKDV3×0 формируется путём логического сложения (в положительной логике) сигналов CEO_DV3X_1T (CNTR_STATE[1]) и DL_STATE_1. Нетрудно заметить, что данное техническое решение обеспечивает равенство длительности высокого и низкого логических уровней в течение одного периода.
Далее приводится поведенческая HDL-модель, описывающая рассмотренный делитель частоты на языке Verilog:
`timescale 1ns / 1ps
/////////////////////////////////////////////////////////////
// Company: Argon
// Engineer: FPGA-Mechanic
//
// Create Date: 16:27:50 03/16/2011
// Design Name: Clock Deviders
// Module Name: MCLKDIV_3X_V10
// Target Devices: PLD, FPGA or ASIC
// Tool versions: Xilinx ISE 10.1.03
// Description: Clock Frequency Divider by 1.5 and 3.0
// With Synchronous and Asynchronous Outputs
// Revision: 1.0
// Revision 1.0 - File Created
/////////////////////////////////////////////////////////////
module MCLKDIV_3X_V10(
input CLK, // Sys. Clock
input RST, // Asynch. Reset
output CLKDV1X5, // Asynch. CL-Output Clock/1.5
// Divided Frequency (H:L=1:2)
output CLKDV3X0, // Asynch. CL-Output Clock/3
// Divided Frequency (H:L=1:1)
output CEO_DV3X, // Synch. FF-Output Clock Enable
// Pulse (Clock/3 Frequency)
output CEO_DV3X_1T // Synch. FF-Output Clock Enable
// Pulse Delay 1T
);
// Internal signals declaration:
reg [1:0] CNTR_STATE;
reg DL_STATE_1;
//------------------------------------------
// Mod.3 Counter:
always @ (posedge CLK, posedge RST)
if(RST)
CNTR_STATE <= 2'd0;
else
case(CNTR_STATE)
2'd0 :
CNTR_STATE <= 2'd1;
2'd1 :
CNTR_STATE <= 2'd2;
default : // States 2 and 3:
CNTR_STATE <= 2'd0;
endcase
//------------------------------------------
// Clock-Enable Outputs:
assign CEO_DV3X = CNTR_STATE[0];
assign CEO_DV3X_1T = CNTR_STATE[1];
//------------------------------------------
// Delay for CNTR_STATE[1]:
always @ (CLK, RST, CNTR_STATE[1])
if(RST)
DL_STATE_1 <= 0;
else if(!CLK)
DL_STATE_1 <= CNTR_STATE[1];
//------------------------------------------
// Asynchronous Outputs:
assign CLKDV1X5 = (~CLK & CNTR_STATE[0]) | (CLK & DL_STATE_1);
assign CLKDV3X0 = CNTR_STATE[1] | DL_STATE_1;
//------------------------------------------
endmodule
Рассмотренный делитель частоты, в частности, может быть использован для генерации синхросигналов шин PCI, функционирующих на частотах 33 и 66 МГц, при использовании опорной частоты 100 МГц.
Делитель частоты с коэффициентами 2.0 и 4.0 в рамках данной статьи не рассматривается, ибо не относится к делителям с дробными коэффициентами деления и реализуется достаточно просто.
Рис. 4. Интерфейс делителя частоты с коэффициентами деления 2.5 и 5.0
На рис. 4 представлен интерфейс делителя с коэффициентами 2.5 и 5.0. Данный делитель построен по рассмотренным выше принципам, но имеет в основе более сложный автомат, формирующий внутренние сигналы и сигналы CEO.
Функционирование делителя с коэффициентами 2.5 и 5.0 поясняет диаграмма на рис. 5. Конечный автомат имеет четырёхразрядный внутренний регистр состояний и работает в цикле 0001–0100–0010–1000–1100. Сигналы CEO_DV5X и CEO_DV5X_2T получены на основе младших разрядов состояния автомата. Сигнал DL_STATE_1 формируется путём фиксации сигнала CEO_DV5X_2T по заднему фронту опорного синхросигнала CLK.
Рис. 5. Диаграмма работы делителя с коэффициентами деления 2.5 и 5.0
Сигнал CLKDV2×5 получен путём логического сложения (в положительной логике) сигналов CEO_DV5X (CNTR_STATE[0]) и DL_STATE_1.
Сигнал CLKDV5×0 получен путём логического сложения (в положительной логике) сигналов CNTR_STATE[3] и DL_STATE_1.
Сигналы, формируемые разрядами состояний автомата CNTR_STATE[0] и CNTR_STATE[1], могут быть использованы для синхронизации функциональных блоков и узлов с помощью механизма разрешения синхронизации Clock Enable. Данные разряды состояния дублируются на интерфейсе сигналами CEO_DV5X и CEO_DV5X_2T.
Далее приводится поведенческая HDL-модель, описывающая делитель частоты с коэффициентами 2.5 и 5.0 на языке Verilog:
`timescale 1ns / 1ps
/////////////////////////////////////////////////////////////
// Company: Argon
// Engineer: FPGA-Mechanic
//
// Create Date: 16:27:50 03/16/2011
// Design Name: Clock Deviders
// Module Name: MCLKDIV_5X_V10
// Target Devices: PLD, FPGA or ASIC
// Tool versions: Xilinx ISE 10.1.03
// Description: Clock Frequency Divider by 2.5 and 5.0
// With Synchronous and Asynchronous Outputs
// Revision: 1.0
// Revision 1.0 - File Created
/////////////////////////////////////////////////////////////
module MCLKDIV_5X_V10(
input CLK, // Sys. Clock
input RST, // Asynch. Reset
output CLKDV2X5, // Asynch. CL-Output Clock/2.5
// Divided Frequency (H:L=2:5)
output CLKDV5X0, // Asynch. CL-Output Clock/5
// Divided Frequency (H:L=1:1)
output CEO_DV5X, // Synch. FF-Output Clock Enable
// Pulse (Clock/5 Frequency)
output CEO_DV5X_2T // Synch. FF-Output Clock Enable
// Pulse Delay 2T
);
// Internal signals declaration:
reg [3:0] CNTR_STATE;
reg DL_STATE_1;
//------------------------------------------
// Mod.5 Counter:
always @ (posedge CLK, posedge RST)
if(RST)
CNTR_STATE <= 4'd1;
else
case(CNTR_STATE)
4'd1 :
CNTR_STATE <= 4'd4;
4'd4 :
CNTR_STATE <= 4'd2;
4'd2 :
CNTR_STATE <= 4'd8;
4'd8 :
CNTR_STATE <= 4'd12;
4'd12 :
CNTR_STATE <= 4'd1;
default : // Other States :
CNTR_STATE <= 4'd1;
endcase
//------------------------------------------
// Clock-Enable Outputs:
assign CEO_DV5X = CNTR_STATE[0];
assign CEO_DV5X_2T = CNTR_STATE[1];
//------------------------------------------
// Delay for CNTR_STATE[1]:
always @ (CLK, RST, CNTR_STATE[1])
if(RST)
DL_STATE_1 <= 0;
else if(!CLK)
DL_STATE_1 <= CNTR_STATE[1];
//------------------------------------------
// Asynchronous Outputs:
assign CLKDV2X5 = CNTR_STATE[0] | DL_STATE_1;
assign CLKDV5X0 = CNTR_STATE[3] | DL_STATE_1;
//------------------------------------------
endmodule
Цитированная литература
1. Борисенко Н.В. Технические аспекты построения управляющих автоматов при проектировании цифровых устройств на основе современных ПЛИС «Компоненты и технологии» №12.2011.
2. Алгебраическая теория автоматов, языков и полугрупп. Под редакцией М. Арбиба. Пер. с англ. М., «Статистика», 1975. 335 с.; с илл.
3. Spartan-6 Clocking Resources, www.xilinx.com/training/free-video-courses.htm#FPGA-ARC
4. Using Delay-Locked Loops in Spartan-II/IIE FPGAs, Xilinx Application Note XAPP174
