Тонкости проектирования силовой платы инвертора
Всем привет! Скромными шагами продолжаю цикл статей про разработку железа электробайка. Начнем с самого интересного — инвертора, который управляет мотором. Хочу подробнее рассказать о тонкостях построения силовой платы и о температурном режиме транзисторов.
Модель варп ядра электробайка
Основной проблемой при проектировании платы для больших токов высокой частоты является индуктивность проводников, емкостей, корпусов транзисторов, а точнее возникающих выбросов вследствие ее и необходимости закладывать запас параметров по ключам, что ведет к удорожанию конструкции и увеличению потерь на переключение.
В процессе работы на индуктивную нагрузку, при разрыве тока происходят выбросы напряжений на ключе, которые равны ∆V=-L (dI/dt), где ∆V — величина изменения напряжения, L — индуктивность, dI/dt — скорость изменения тока (нарастания или уменьшения).
Возьмем частный случай ШИМ двух фаз, где ток изначально протекает через замкнутый ключ Q2, а потом происходит нарастание тока в цепи мотора через верхний ключ Q1. Ключ Q6 для упрощения постоянно включен.
Красным направлением обозначен путь начального протекания тока. В момент переключения происходит размыкание ключа Q2, но при этом напряжение на данном ключе уходит в минус на величину падения на паразитном диоде МОП транзистора. Происходит это вследствие того, что индуктивность мотора, в которой запасена энергия, старается «сохранить» свой ток, и создает отрицательное напряжение. Далее начинает включаться ключ Q1, ток постепенно нарастает на индуктивностях L_DC+, L_Q1D, L_Q1S, L_DC. Где L_QnD — индуктивность стока корпуса транзистора, а L_QnS — индуктивность истока, а L_DC — это индуктивность платы. В процессе перехода тока из одной части схемы в другую, транзистор Q2 может внезапно обнаружить на себе напряжение большее, чем подводится по шине питания и установилось на входной емкости.
Пример коммутации при токе 100А
Величина этого напряжения будет пропорционально больше скорости переключения. Мы ведь не хотим выделять много тепла на ключах в процессе переключения, поэтому идеальным вариантом считается, когда ключ переключается мгновенно, но такое не достижимо в реальности. Упрощенно говоря, чем быстрее произойдет этот переход, тем меньше активных потерь будет в ключе, но в то же время чем быстрее происходит переход, тем больше будут выбросы напряжений, возникающих на L_DC, L_Q1D, L_Q1S. Еще одним редко упоминаемым, но, пожалуй, наиболее паразитным явлением в данном процессе является заряд диода Q2. Так как между выключением Q2 и включением Q1 имеется задержка, dead time, на диоде Q2 накапливается заряд обратного восстановления, в документации на транзистор указан как Qrr, измеряется в нанокулонах. В процессе включения Q1 возникает сквозной ток, который восстанавливает паразитный диод Q2. Величина этого тока будет тем выше, чем быстрее требуется провести включение Q1 и чем больший ток проходит через транзистор. Отсюда дополнительно возникают выброс напряжения на L_Q2D, L_Q2S. Такое переключение называется «жестким» от англ. hard commutation.
Если транзистор был выбран без запаса по напряжению, подобный выброс может привести появлению лавинного тока (avalanche), что сильно снизит ресурс жизни транзистора, а при длительном воздействии может и вовсе вывести его из строя.
В процессе такого переключения могут возникать ВЧ колебания («звон», порядка пары МГц), в их возникновении участвуют индуктивности L_Q (1,2)S и паразитные емкости между затворами транзисторов Q1/2 и их стоком. Так как в обычном корпусе TO220 3pin управляющий сигнал фактически подается через силовую ножку, которая вносит свои помехи. Для решения этой проблемы в силовых сборках-модулях выведен отдельный пин истока для управляющего сигнала, на котором нет силовой наводки. В момент открытия транзистора Q1 ток, начинающий протекать через исток создает падение напряжения на индуктивности исток-ножки транзистора, которе замедляет открытие. Дополнительно этому процессу мешает резкий перепад напряжения, который тоже демпфирует управляющий сигнал на затворе через паразитную емкость. С другой стороны на транзисторе Q2 возникает резкий взлёт напряжения Vds, который тянет за собой затвор на открытие через паразитную емкость между стоком и затвором. Сочетание всех этих факторов приводит к возникновению ВЧ колебаний, борьба с ними производится обычно уменьшением крутизны dI/dt и dVds/dt, но есть свой оптимум между скоростью открытия, потерями на открытие, и потерями на звон транзистора.
Пример «мягкого» выключения Q1 с видом со стороны Q2.
Отрицательное напряжение на Vds (1) — индуктивности ножек Q2. На затворе (3) видно только половину от этого выброса, т.к. в данном случае в цепи подключения осциллографа ток меняется только на ножке истока.
Техники борьбы с паразитной индуктивностью
Рассмотрим вариант двух проводников одинаковой ширины, но с разным расположением на плате.
Допустим у нас ширина дорожки 10 мм, длина 100 мм, и расстояние между ними 0,5 мм. Для варианта а взаимная индуктивность получится ~6,3нГн. Для варианта b индуктивность будет равна ~132нГн. Что это значит? Возьмем скорость изменения тока 1.25А/нС, как на скриншоте выше, следуя формуле ∆V=-L (dI/dt), получим изменение напряжение для варианта а ∆V=-6,3нГн*1.25А/нс = 7,8В. Для варианта b это значение будет равно 132нГн*1.25А/нс=165В. Это намного выше нашего напряжения питания! В действительности произойдет пробой, и напряжение упрется в предел напряжения транзистора, а ток потечет через него, несмотря на то, что он закрыт. Поэтому толку от ваших хороших конденсаторов не будет, если они висят на длинных «индуктивностях» :)
Что здесь могло пойти так?
Что касается паразитных составляющих корпуса транзистора, с ними особо бороться не получится, максимально короткие ножки до платы, никаких длинных проводов. Высокочастотный звон хорошо шунтируют керамические конденсаторы, их следует располагать непосредственно рядом с ключами по шине питания, но полностью избавится от звона можно, исключив работу паразитного диода транзистора, используя SiC транзисторы или адаптивное управление, но это уже другой ценовой диапазон. Еще одним вариантом уменьшения индуктивности корпуса являются SMD транзисторы, т.н. DirectFet, PowerQFN и подобные. Но у них тоже есть свои недостатки, к ним можно отнести более плохой теплоотвод, сложности компоновки при SMD монтаже и, конечно, цену.
О теплоотводе
Так или иначе инвертор в работе будет выделять тепло. Больше тока — больше тепла. Т.к. в моторе ток коротковременно может в разы превышать среднее значение в моменты разгона и торможения, для транзисторов требуется обеспечить нормальный тепловой режим для таких пиков нагрузки. Стандартно для кристалла кремния указывается максимальная температура Tj = 175°С.
В моменты переключений транзисторов возникают резкие большие выбросы тепла — активные потери. Пассивные потери — это потери на сопротивлении канала сток-исток в открытом состоянии, являются более постоянными по времени и их проще рассчитывать. Для кратковременных тепловых всплесков неплохим буфером тепла выступает сама медная подложка транзистора, еще один минус SMD компонентов — она у них заметно меньше. Тепловое сопротивление от кристалла до корпуса у выбранного мной транзистора 0.57°C/W, это значит, что выделяя он 50 ватт тепла постоянно, образуется градиент температур в 29°С. Для тепловых выбросов также требуется оставить некоторый запас и учесть некоторую задержку на термопару, поэтому итоговым оптимальным значением корпуса транзистора было выбрано 100°С. Возникает вопрос — как долго можно давать максимальны ток до перегрева? Были протестированы разные термоинтерфейсы, даже платы с алюминиевым основанием. По качеству передачи тепла от основания транзистора к радиатору я бы расставил материалы в таком порядке, по убыванию теплопроводности:
Непосредственный контакт через термопасту
Подложки из нитрида аллюминия + термопаста (2сл)
Плата с алюминиевым основанием
Подложки из оксида аллюминия + термопаста (2сл)
Гибкие подложки из кремнийорганики + термопаста
Гибкие подложки из кремнийорганики без термопасты
Непосредственный контакт не наш вариант, так как он не обеспечивает электро изоляции корпуса транзистора от радиатора. С небольшим отрывом от алюминиевой платы шла подложка из оксида алюминия. Нитрид был заметно дороже и менее доступен. По тестам между кремнийорганической подложкой и керамической из оксида алюминия получилась разница почти в 2 раза, по продолжительности полной нагрузки, 1 минута и 30 секунд соответственно. Конечно, данный тест не претендует на высокую научную точность, но при копеечной разнице в цене в два раза дольше «вваливать» на байке? Итоговым выбором, конечно, стала керамика на основе оксида алюминия! Как оказалось, с ней монтаж выполнять даже несколько проще и еще один бонус — изгибание транзистора намного меньше при затяжке винта. Прижим, судя по следу термопасты, всегда был равномерным. Чего нельзя сказать про гибкие подложки.
При стандартном монтаже на радиатор через ушко, используя винт, кремнийорганическая прокладка имеет свойство сжиматься, что может привести к неравномерному контакту поверхности. Поэтому самым последним пунктом стоит «подложка без термопасты», т.к. она, термопаста, в этом случае несколько компенсировала данный эффект. Конечно в таких случах рекомендуют использовать специальную пружину которая будет прижимать равномерно весь корпус транзистора, но у нас не было возможности разместить таковые чтобы вписаться в габарит.
Катаясь на китайском контроллере, я часто замечал, что у него была горячая только одна сторона, а вторая оставалась холодной. Поэтому итоговая компоновка силовых ключей была выполнена так, чтобы максимально одинаково прогреть весь корпус. Ключи были установлены с обеих сторон, через небольшой алюминиевый адаптер.
Эпилог
В данной статье я описал самые интересные на мой взгляд вещи. Конечно, за кадром остался выбор самого МОП транзистора по его характеристикам, расчет тепловых потерь на кристалле и нагрев электролитических конденсаторов под воздействием пульсирующего тока. В следующей статье затронем схемотехнику устройства, варианты оцифровки тока и реализации защиты по току.
